我以我們的IC進行設計分析說明：
基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率<75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結構（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現是反激變換器突出的優點。接下來我將電源的關鍵部分的設計進行說明！
前面已經弄清楚后，我們再來進行圍繞開關MOS的成本及可靠性方面。計算變壓器的關鍵參數，搞定FLY的主架構的設計！
我的IC工作頻率67KHZ
(我們的IC有多種頻率可選67KHZ/100KHZ/130KHZ等)
目前的設計選擇為各廠家通用的工作頻率67KHZ。采用PWM+PFM控制模式，系統有較好的效率。較好的待機功耗等！
在設計之前，我先來回復客戶常問我的一個問題：開關電源為什么常常選擇67K或者100K左右范圍作為開關頻率，有的人會說IC廠家都是生產這樣的IC，當然這也有原因。每個電源的開關頻率會決定什么？對于多年的IC及各廠家的IC應用研究，我提出我的看法：
我們應該從這幾個方面去思考原因：
A.有人說頻率高了EMC不好過，一般來說是這樣的，但這不是必然。
EMC與頻率確實有關系，但不是必然。
高頻率的IC的EMI我有經常指導客戶搞定它！
B.先來想象我們的電源開關頻率提高了。直接帶來的影響是什么？
注意：當然是MOS開關損耗增大，因為單位時間開關次數增多了。
如果頻率減小了會帶來什么？開關損耗是減小了，但是我們的儲能器件單周期提供的能量就要增多，勢必需要的變壓器磁性要更大，儲能電感要更大了。
選取在67K到100K左右就是一個比較合適的經驗折中，電源就是在折中合理化折中進行。
目前市場上的大多數IC的功能及引腳定義都相同，通用的工作頻率及引腳定義為產品的通用設計帶來便利，提高了設計和同類產品的轉換機率！
C.假如在特殊情形下，輸入電壓比較低，開關損耗已經很小了，還在乎這點開關損耗嗎，那我們就可以提高開關頻率，起到減小磁性器件體積的目的。
D.我們使用過PI的電源IC，在未來追求系統成本，其開關頻率為132KHZ。可使用小的變壓器結構優化電源體積。
注意：開關電源的頻率的選擇怎么做都可以，只要能合理使用。能給你的設計帶來高的設計可靠性及通用性；降低設計開發成本是最關鍵的！
進入正題
FLY-開關電源的設計我們經常會工作在下圖示的狀態，DCM與CCM模式：
FLY-反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續模式（CCM）和電感電流斷續模式（DCM）。兩種模式各有優缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流關斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。
此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應力。
因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓-小電流輸出的場合。
對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得DCM模式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進行設計。
我的設計 迭代計算結果如下：
進行參數設計時，幾個關鍵參數參考下圖：
MOS 管關斷時，輸入電壓Vin 與次級反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：
通過上面公式，可知：
Dmax 取值越小，Vor 越小，進而MOS 管的應力越小，
然而，次級整流管的電壓應力卻增大。
因此，我們應當在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級整流管的電壓應力。
Dmax的取值，應當保證Vdsmax不超過MOS管耐壓等級的80%；同時，對于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當占空比超過0.5 時，會發生次諧波震蕩。綜合考慮，對于耐壓值為650V的MOS管，設計中，Dmax 不超過0.5 為宜。迭代計算相關數據請參考我的EXCEL計算表格！
我們IC的規格書中，細心的開發者會注意到最大占空比的說明：
說明我在應用設計時，允許最大占空比會達到75%；當我們反激的占空比大于50%會帶來什么？好的方面有哪些？不好的方面有哪些？反激的占空比大于50%意味著什么，占空比影響哪些因素?
第一:占空比設計過大，首先帶來的是匝比增大，
主MOS管的應力必然提高。
一般反激選取600V或650V以下的MOS管，成本考慮。
占空比過大勢必承受不起。上面通過公式已經有很好的說明了。第二點：很重要的是很多人知道，需要斜坡補償，否則環路震蕩。
IC一般都有這個功能如下：
不過這也是有條件的，右平面零點的產生需要工作在CCM模式下，如果設計在DCM模式下也就不存在這一問題了。后面再講電源的補償設計！
這也是小功率為什么設計在DCM模式下的其中一個原因。當然我們設計足夠好的環路補償也能克服這一問題。
當然在特殊情形下也需要將占空比設計在大于50%，單位周期內傳遞的能量增加，可以減小開關頻率，達到提升效率的目的，如果反激為了效率做高，可以考慮這一方法。
我們在設計反激開關電源的時候VRO反射電壓的范圍為：70V-110V；如果選擇的是650V或700V的高壓MOS器件時，我的經驗設計推薦VRO=90V左右！可靠性！！
注意在最大功率本設計/工作在CCM模式的最小VDC=140V
最小輸入AC≈95VAC
也就是說我的設計在通常狀況下，電源工作是在DCM。
只有系統過載或輸入電壓<95VAC時 系統進行CCM模式！
此時系統有較好的EMI效果；
因此可以看到對于反激的設計應用：當輸入電壓變化時，變換器可能會從CCM 模式過渡到DCM 模式，或從DCM模式過渡到CCM 模式;對于兩種模式，我們需要均在最惡劣條件下（最低輸入電壓、滿載）設計變壓器的初級電感Lm。由下式決定：
其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF為電流紋波系數，
其定義如下圖所示：
流過開關MOS管的電流波形及電流紋波系數
通常我們對于DCM 模式變換器，設計時KRF=1。
對于CCM 模式變換器，KRF<1。
KRF 的取值會影響到初級電流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會越小，然而過小的KRF 會增大變壓器的體積，設計時需要反復衡量。
一般而言，設計CCM 模式的反激變換器：
寬壓輸入時（85～265VAC），KRF 取0.25～0.5；
窄壓輸入時（165～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。
而實際我們的開關電源在工作過程中是在DCM與CCM兩種工作模式都會存在；其隨負載的變化而變換！
對于FLY設計：KRF取0.25～0.85的設計就OK!不需要明確的區分來設計變壓器的初級電感取值；因此一旦Lm 確定，流過MOS 管的電流峰值Idspeak和均方根值Idsrms 亦隨之確定：參考如下公式：
式中：
MOS管的導通損耗Pcond可以通過下面公式計算：
Rdson為MOS 管的導通電阻
接下來是變壓器的設計問題！
什么樣的變壓器才算是比較完美且適用的？變壓器決定了什么，影響了什么?
設計變壓器是各種拓撲的核心點之一，變壓器設計的好壞，影響電源的方方面面，有的無法工作，有的效率不高，有的EMC問題難解，有的溫升過高，有的極限情況會飽和，有的安規就過不了！
需要綜合各方面的因素來設計變壓器。設計變壓器從哪里入手呢？
一般來說根據功率來選擇磁芯大小，有經驗的可參考自己設計過的，這個是最推薦的設計；沒經驗的只能按照AP算法去算，當然還要留有一定的余量，最后實驗去檢驗設計的好壞。 一般小功率反激推薦的用的比較多EE型，EF型，EI型，ER型，中大功率PQ的用的比較多，這里面也有每個人的習慣以及不同公司的平臺差異，需要根據自己公司的平臺和變壓器資源庫來選擇合適的型號。實際設計中，由于充滿太多的變數，磁芯的選擇并沒有非常嚴格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應商給出的選型手冊進行選型。相關的選型參考下表：
注意FLY-反激變換器設計，對于多路輸出一定要注意負載調整率滿足需求，耦合的效果要好，比如采用并繞，均勻繞制，以及副邊匝數盡可能增多。
有的還需要增加屏蔽來調整EMI，原副邊屏蔽一般加2層，外屏蔽1層就好。對于如上設計的<75W功率變壓器一般更多的是關注損耗，需要銅損和磁損達到平衡，還需要考慮變壓器的溫升問題。還要清楚電源過的什么安規，擋墻是不是足夠，層間膠帶是否設置合理也是不可以忽視的，一旦要做認證去改變壓器也是影響進度的。
選定磁芯后，通過上面的磁芯的DS 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級線圈匝數由下式確定：
△B的選擇：注意兼顧變壓器噪音的問題！
f=30KHz~70KHz，△B<0.35T；
f=70KHz~100KHz,△B<0.28T ；
完成的變壓器選型及結構參數如下：
選擇磁芯CORE/鐵氧體Ferrite ER36 PC40;確定各路輸出的匝數
先確定主路反饋繞組匝數，其他繞組的匝數以主路繞組匝數作為參考即可。主反饋回路繞組匝數為：
其它繞組圈數類推即可；變壓器的設計的完整數據如下：
開關電源系統的關鍵部分完成設計。
