該(gai)PFC升壓電(dian)(dian)路(lu)相關計(ji)算(suan) 適用于TM控(kong)制模式(shi)。本(ben)例(li)基于SY5072B芯片，其中功(gong)率(lv)回路(lu)，BOOST電(dian)(dian)感，MOS管(guan)規格計(ji)算(suan)，續(xu)流二極管(guan)，輸出電(dian)(dian)容容值計(ji)算(suan)，可用于TM控(kong)制模式(shi)的BOOST ACDC升壓電(dian)(dian)路(lu)（主動式(shi)功(gong)率(lv)因(yin)數校正電(dian)(dian)路(lu)）

本文中相關數學公式的推(tui)導后續(xu)會持續(xu)推(tui)出(chu)。

一、設計目標

為后級AHB 不對稱半橋反激(ji)電路提供升壓和提高(gao)功率因(yin)數

由于(yu)人耳(er)可以(yi)(yi)聽到(dao)的頻率范圍在(zai)(zai)20KHz內(nei)，變壓器在(zai)(zai)265Vac輸入時最低頻率應保持(chi)在(zai)(zai)20KHz以(yi)(yi)上，一般設(she)計(ji)時保留一定的余量，設(she)置在(zai)(zai)30-40KHz范圍內(nei)，另外(wai)由于(yu)EMI測試范圍點為(wei)150KHz, 為(wei)了便于(yu)后續認證(zheng)測試，其最高頻率點因設(she)置在(zai)(zai)150KHz內(nei)，最好在(zai)(zai)75KHz

二、設計與計算過程

2.1、輸入電流計算

2.1.1 計算輸入交流電流

$I_{in}=\sqrt{2}\times\frac{P_{inavg}}{V_{inRMS}}\times\sin(\omega*t)$

@175V時最大(da)輸入(ru)電流值為

$I_{in@max}= \sqrt{2} \times\frac{168W}{175V} = 0.96A$

@265V時最大輸(shu)入電(dian)流值(zhi)為(wei)

$I_{in@min}= \sqrt{2} \times\frac{168W}{265V} = 0.63A$

2.1.2 計算BOOST電感最大峰值電流

在低壓輸入(ru)時，其輸入(ru)電(dian)流最大，且由于(yu)是三角波其最大電(dian)感電(dian)流是其平(ping)均(jun)值的(de)2倍(bei)，且升壓電(dian)路電(dian)感電(dian)流平(ping)均(jun)值等(deng)于(yu)輸入(ru)電(dian)流平(ping)均(jun)值

$I_{L_pk}={2\times } I_{in}=2\times 0.96A= 1.92A$

2.2、確定輸出電壓

系統(tong)最大(da)輸(shu)入(ru)有效(xiao)電(dian)壓(ya)要(yao)求為265V，故其最大(da)電(dian)壓(ya)為374.71V，故取大(da)于(yu)380V，另外(wai)由于(yu)輸(shu)出電(dian)壓(ya)取值(zhi)如果太小會帶來調整頻率范圍太大(da)的問(wen)題，故先(xian)選擇400V。后續(xu)跟進電(dian)感(gan)選型和頻率驗證后進行重新確定

2.3、 BOOST電感計算

2.3.1計算電感感量

根(gen)據BOOST頻率公式

$f_{s}=\frac{V_{inRMS}^{2}}{2\times P_{inavg}\times L} \times (1- \frac{\sqrt{2} \times V_{inRMS} \times \sin (\omega \times t)}{V_{out}})$

公式推導過(guo)程------》后(hou)續完(wan)善

可得電感感量公式

$L=\frac{V_{ac}^{2}\times (V_{o}-\sqrt{2}\times V_{ac})}{2\times f_{min}\times P_{in}\times V_{o}}$

計算得最大電感量

$Lmax=\frac{265V^{2}\times (400-\sqrt{2}\times 265V)}{2\times 30KHz\times 168W \times 400V} = 440uH$

2.3.2 計算Ton時間并驗證開關頻率

2.3.2.1 計算最大Ton時間

可以得(de)出在(zai)固定輸出電壓的情況下(xia)，最(zui)低(di)頻(pin)率發生出現每個正弦波(bo)半周期的峰(feng)值，最(zui)高頻(pin)率出現在(zai)正弦波(bo)的最(zui)低(di)值。輸入(ru)電壓越(yue)大頻(pin)率越(yue)低(di)。

SY5072B芯(xin)片(pian)，最大(da)最小(xiao)Ton時間(jian)(jian)為23uS和0.5uS 故開(kai)關頻率需(xu)要確定在芯(xin)片(pian)能力(li)范圍內。由由于MOS管有結電容和開(kai)啟關閉時間(jian)(jian)，另外開(kai)通(tong)時間(jian)(jian)也受芯(xin)片(pian)驅(qu)動能力(li)的影(ying)響故設計時需(xu)要考慮裕量

為(wei)了計算(suan)電(dian)感防(fang)止飽和，我們需要知(zhi)道(dao)電(dian)感的(de)最(zui)大導通時(shi)(shi)間(jian)，但是目(mu)前還(huan)無法確(que)定(ding)175V時(shi)(shi)的(de)開(kai)(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)，所(suo)以(yi)可以(yi)先計算(suan)265V時(shi)(shi)的(de)導通時(shi)(shi)間(jian)后(hou)再推算(suan)出175V的(de)導通時(shi)(shi)間(jian)。（因為(wei)最(zui)低(di)開(kai)(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)我們已經(jing)限(xian)定(ding)為(wei)30KHz）

Ton最大時(shi)間(jian)出現在(zai)最大輸入電壓且相位為90°時(shi)。

根據電感伏秒平衡 $Vin * Ton=Vo * Toff$

最(zui)大(da)輸(shu)入(ru)265V時(shi)最(zui)大(da)導通時(shi)間

$T_{on}=T\times\frac{V_{o}-V_{in}}{V_{in}+V_{o}-V_{in}}= \frac{1}{30KHz} \times\frac{400V-\sqrt{2}\times 265}{400V}=2.1us$

對應Toff

$T_{off}= T-T_{on}=\frac{1}{30KHZ}-2.1us=31.23us$

Ton時(shi)間在芯片最(zui)大導(dao)通時(shi)間內(nei)

另外為了后面計(ji)算AE值，這里也(ye)將最低輸入電壓175V時的最大導(dao)通時間(jian)計(ji)算出來

$T_{onL}=T_{onH}\times (\frac{U_{inmax}}{U_{inmin}})^{2}=2.1us\times (\frac{265V}{175V})^{2}=4.81us$

2.3.2.2 計算最大開關頻率

根據(ju)最(zui)大頻率計算公(gong)式

$f_{max} = \frac{V_{out}^{2}}{27\times P_{inavg} \times L}$

公式推導(dao)過程------》后(hou)續完善

可得最大開關頻率@265V

$f_{max} = \frac{400V^{2}}{27\times 168W \times 440uH}=80.16KHz$

目(mu)前最大頻(pin)率(lv)離150KHz還有(you)一段距離，由于電(dian)源外殼空間有(you)限需要小(xiao)體(ti)積(ji)高功率(lv)密(mi)度(du)，所(suo)以可(ke)以提高頻(pin)率(lv)來降低電(dian)感體(ti)積(ji)和匝數。`

2.3.3 計算電感磁芯Ap值

$A_{p}= \frac{\sqrt{2} \times \eta \times P_{in} \times T_{on} }{B_{m} \times j \times 10^{-4} \times k_{w}} =\frac{1.414\times 0.95\times 168W \times 4.81us \times 10^{-6}}{0.25T \times 600 \times 10^{-4} \times 0.2}=0.3618cm^{4}$

其中導線電流密度取值 $j=600A/cm2$ , 式中 $10^{-4}$ 是對導線電流密度的單位換算窗口利用率 $k_{w}$ 一般為0.2-0.4 取0.2，Ton的單位為s 計算結果單位為 $cm^{4}$

查表可得PQ2020可以滿足要求

2.3.4 計算電感匝數

初步選擇輸出400V，30KHz最小頻率 PQ2020 磁芯，查表得其 $Ae=62mm^{2}$

$N_{p} =\frac{L}{∆B\times A_{e}} \times 2\times\sqrt{2} \frac{P_{inavg}}{V_{inrms}}=\frac{440uH}{0.25T\times 62mm^{2}}\times 2 \times \sqrt{2}\times \frac{168W}{175V}=70.06Ts$

取整數為70Ts

2.3.5 選擇電感線徑

2.3.5.1 計算電感最大有效值電流

$I_{Lrms}=\frac{P_{inavg}}{V_{inRMS}} \times \frac{2}{\sqrt{3}}=\frac{168W}{175V}\times \frac{2}{\sqrt{3}}=1.108A$

2.3.5.2 電感繞線線徑計算

由電線電流承載能力系數 $6A/mm^{2}$ ,

代入公式 $S=\frac{L_{maxRMS}}{j}=\frac{1.108A}{6A}=0.185mm^{2}$

求線徑 $d=2R=2\times \sqrt{\frac{S}{π}}=2\times\sqrt{\frac{0.185mm^{2}}{3.14159}}=0.485mm$

2.4、以最小化電感體積為導向的設計

由于此(ci)次設(she)計的電源空(kong)間(jian)非常有限，故以最大(da)頻率(lv)為(wei)主(zhu)要限定(ding)條件（150KHz）重新計算選取最小(xiao)磁芯從最大(da)頻率(lv)計算公式開始(shi)倒(dao)推(tui)：

$L_{min} = \frac{400V^{2}}{27\times 168W \times 150KHz}=235uH$

一般電感批量生產有一定公差范圍，取15%，選擇(ze)270uH,防止批量時頻率超過(guo)150KHz.

根據公(gong)式求最小開關頻率，驗(yan)證(zheng)Ton是(shi)否滿足IC性能

$f_{min}=\frac{V_{ac}^{2}\times (V_{o}-\sqrt{2}\times V_{ac})}{2\times L_{min}\times P_{in}\times V_{o}}=48.94KHz$

計算Ton 時間確定是(shi)否超過IC最小導(dao)通時間0.5uS

$T_{on}=T\times\frac{V_{o}-V_{in}}{V_{in}+V_{o}-V_{in}}= \frac{1}{48.94KHz} \times\frac{400V-\sqrt{2}\times 265}{400V}=1.29us$

綜上滿足基本條件。

重新列出方案

注意(yi)：較小(xiao)的(de)(de)頻率范圍有利(li)于PFC前級(ji)濾波器的(de)(de)設計。如(ru)果空間(jian)可以的(de)(de)話，盡量選擇(ze)常規計算方式

2.4.1 主控芯片供電輔助繞組

SY5072B芯片(pian) IC啟(qi)動退(tui)出閾值電(dian)壓(ya)(ya)最大為9.8V, OVP最低電(dian)壓(ya)(ya)為22V。故VCC輔助繞組電(dian)壓(ya)(ya)需要設計在10V-22V之間，暫(zan)時設定為12V。

根據BOOST電感輔助繞組(zu)公(gong)式

$N_{aux}=\frac{V_{vcc}+ V_{f}}{V_{o} \times k} \times N=\frac{12V+ 0.7V}{400V\times 0.85} \times 25= 0.9Ts$

N: 主繞組匝數;

$V_{vcc}$ : 目標輔助繞組電壓(ya);

$V_{f}$ : 整流二極管壓降;

$V_{o}$ : BOOST電(dian)路輸出電(dian)壓;

k: 耦合系數取0.85

輔助繞組匝數(shu)(shu)太(tai)小，不利于磁耦(ou)合。故(gu)(gu)提升目標電壓為18V，計算得1.37Ts, 不為整數(shu)(shu)。故(gu)(gu)將(jiang)匝數(shu)(shu)提升至(zhi)2Ts，倒推回Vcc為26.5V。

該(gai)電壓(ya)超過了IC的芯片的OVP值(zhi)，會導致芯片OVP保(bao)護(hu)而無法(fa)正常工作(zuo)，故后級(ji)添加(jia)一個LDO 30V轉12V 確保(bao)芯片正常工作(zuo)

2.5、MOS管相關選型規格計算

2.5.1 流入MOS管有限電流

計算最大電流(liu)時(shi)MOS有效電流(liu)，流(liu)過MOS電流(liu)為Ton時(shi)間流(liu)過電感的電流(liu)，和(he)占(zhan)空(kong)比有關。在本例中175V輸入時(shi)電流(liu)最大

$I_{rms}=\frac{2}{\sqrt{3}}\times \frac{P_{inavg}}{V_{inrms}}\times \sqrt{1-1.2\times\frac{V_{inRMS}}{V_{out}}}=\frac{2}{\sqrt{3}}\times\frac{168W}{175V}\times\sqrt{1-1.2\times\frac{175V}{400V}}=0.764A$

2.4.2 MOS管耐壓

根據輸出(chu)電(dian)壓Vo=400V，取1.5倍計(ji)算(suan)得(de)需600V管子，但是市面上常(chang)規耐壓為(wei)650V，為(wei)了方便(bian)選型故(gu)選擇(ze)650V耐壓

2.4.3 MOS管功耗計算與封裝選擇

MOS表面溫(wen)(wen)度(du)限(xian)定，由于空間內無法加裝散熱器(qi)，故(gu)需要先限(xian)定MOS外殼的溫(wen)(wen)度(du)。產品的工作環境溫(wen)(wen)度(du)為-20℃-40℃。限(xian)定最高環境溫(wen)(wen)度(du)小，MOS外殼不超過(guo)85℃

2.4.3.1 計算MOS管功耗限定值，求Rdson

計算功耗限制

$P_{d}<\frac{T_{C}-T_{A}}{R_{CA}}$

由于設計前(qian)已經評估無法添(tian)加散熱(re)器(qi)，器(qi)件只能采用貼(tie)片式，如TO252 和DFN封裝(zhuang)的(de)MOS，其中DFN的(de)熱(re)阻較(jiao)TO252更好且空間要求(qiu)也可(ke)低，故選擇DFN封裝(zhuang)

DFN 規格 $R_{CA}$ 熱阻在散熱良好情況下一般為 8-25°C/W @25℃，考慮到熱阻會(hui)隨環(huan)境溫(wen)度升(sheng)高(gao)而升(sheng)高(gao)，且PCB散熱銅箔的設(she)計也(ye)會(hui)影響熱阻，這里其取10倍裕量為250°C/W@40°C

故MOS管功耗應小于

$P_{tol}<\frac{85℃-40℃}{250°C/W}=0.18W$

MOS管總功耗為? $P_{tol}=P_{on}+P_{sw}+P_{gate}$

MOS管導通損耗公式?

$P_{on}=I_{on}^{2} \times R_{dson}\times D$

$I_{on}$ 取(qu)(qu)流經MOS管電流的有(you)效值(zhi)D 占空比取(qu)(qu)最(zui)大占空比

MOS管開關損耗公式

$P_{sw}=\frac{1}{2} \times V_{ds} \times I_{on} \times (t_{r}+t_{f})\times f_{sw}$

$t_{r}$ ， $t_{f}$ 為MOS管開通和關斷時的上升/下降時間，這個參數可以查閱MOS管規格書獲得。 $f_{sw}$ 為開關頻率

MOS管驅動損耗公式?

$P_{gate}= Q_{g} \times V_{GS} \times f_{sw}$

$f_{sw}$ 為開關頻率 $Q_{g}$ 柵極總電荷量（單位C）可以查閱MOS規格書獲得 $V_{GS}$ 柵極驅動電壓（單位(wei)V）可以查閱MOS規格書獲得

平均開關頻率公式

開關損(sun)耗和驅動損(sun)耗公式中均提及了頻(pin)率(lv)公式，但是TM模(mo)式頻(pin)率(lv)又是不斷(duan)變化的(de)過程，所以我們需要對一個正弦周期(qi)內(nei)對頻(pin)率(lv)進行(xing)積分(fen)運算獲得平均頻(pin)率(lv)值

$f_{savg} = \frac{\omega}{\pi}\times \int_{0}^{\frac{\pi}{2}}(\frac{V_{inrms}^{2}}{2\times P_{inavg} \times L}\times (1-\frac{\ \sqrt{2}\times V_{inrms} \times \sin (\omega \times t) }{V_{out}}))dt$

運算得

$f_{savg} = \frac{V_{inrms}^{2}}{2\times P_{inavg} \times L} \times (1-\frac{2\times \sqrt{2}\times V_{inrms}}{\pi\times V_{out}})$

代入參數

$f_{savg} =\frac{265V^{2}}{2\times 168W \times 270uH} \times (1-\frac{2\times \sqrt{2}\times 265V}{\pi\times 400V})=312KHz$

本項目由(you)于考慮到(dao)空間的因數，只能(neng)選(xuan)擇(ze)GaN MOS管，其由(you)于節電(dian)容和(he)(he)驅動電(dian)壓較低(di) 這(zhe)里就直(zhi)接(jie)忽(hu)略開關損耗，不對開關損耗和(he)(he)驅動損耗計算。如果選(xuan)擇(ze)硅管的話可以自(zi)行計算。

由(you)于(yu)TM控制模式下，Ton的固定(ding)的，且頻率在一(yi)個工頻下周期不斷變化，為了方便計算取最(zui)大(da)(da)占空比進行計算。已(yi)知在相(xiang)位無限趨近(jin)于(yu)0時頻率最(zui)大(da)(da)，D最(zui)大(da)(da)。

已知Ton 為1.29us, fsw=312K，可得D

$D_{max}=T_{on} \times f_{max}=0.40$

得 $P_{on}$ $=0.764^{2} \times R_{dson}\times 0.4$

已知 $P_{on}$ 需小于0.36W 才能達到設計的溫度限(xian)定故

$R_{dson}< \frac{P_{on}}{I_{on}^{2}\times D}= \frac{0.18W}{0.764A^{2}\times 0.4}=0.7Ω$

注意：由于MOS外殼(ke)到(dao)環境的(de)(de)熱阻受實際PCB布局(ju)和散(san)熱設(she)計有非(fei)常大的(de)(de)關系(xi)，同時Rdson會(hui)隨著溫度的(de)(de)上(shang)升(sheng)而上(shang)升(sheng)，廠家(jia)又(you)一(yi)般給的(de)(de)是(shi)25℃條(tiao)件(jian)下的(de)(de)值，在初次調試選型時盡可能選擇(ze)低(di)(di)Rdson的(de)(de)MOS調試評估(gu)（1/2-1/3取值），但是(shi)過低(di)(di)的(de)(de)Rdson 其結電容也會(hui)大一(yi)些需要考慮(lv)其開(kai)關損耗。

本例(li)選擇INN650DA150A GaN 150mΩ MOS作為此(ci)次DEMO 評估主要參(can)數如下

2.4.4 MOS驅動電阻計算

查(cha)IC規格書的 SY5072最(zui)大(da)驅動(dong)(dong)電(dian)路為(wei)70mA, 灌(guan)入(ru)電(dian)流400mA, 驅動(dong)(dong)電(dian)壓為(wei)12V. 由于(yu)產(chan)品空(kong)間問題無法使用(yong)散(san)熱器，故計劃使用(yong)GaN MOS，由于(yu)GaN Vgs耐壓較低只有7V，所以驅動(dong)(dong)Vgs腳加一(yi)個5V穩壓管對輸入(ru)電(dian)壓進行限(xian)定

另外驅動電阻(zu)（Rg）需(xu)平衡??抑(yi)制振蕩??和??避免誤(wu)導通??，其取值范圍由(you)以(yi)下(xia)公式(shi)界定：

設定電阻阻值下限

防止震蕩

$R_{gmin}>2{\sqrt{ \frac{L_{K}}{C_{iss}}}}= 1.04Ω$ 2{\sqrt{ \frac{L_{K}}{C_{iss}}}}= 1.04Ω" />

$L_{K}$ 為回(hui)路寄生電感參數，一般(ban)取(qu)20-50nH，取(qu)30nH

$C_{iss}$ 為(wei)MOS管輸入電容值，INN650DA150A 為(wei) 110pF

設定電阻阻值上限

防止無法導通

$R_{gmax}< \frac{V_{th}}{C_{rss}\times \frac{dV}{dt}}= Ω$

$C_{rss}$ 為MOS管輸出電容值，INN650DA150A 為 0.46pF

$V_{th}$ 為MOS管(guan)開啟閾值電壓，INN650DA150A 為1.5V

$\frac{dV}{dt}$ 為MOS管的開啟速率50–150 V/ns?，取100V/ns

由于GaN管子結電容非常(chang)小，所以可(ke)以不考(kao)慮上限值(zhi)

2.5、續流二極管規格計算

2.5.1 續流二極管平均電流

由于輸出電(dian)容的(de)直(zhi)流(liu)(liu)電(dian)壓(ya)是(shi)恒定(ding)的(de)，故輸入二極(ji)管電(dian)流(liu)(liu)等于負載電(dian)流(liu)(liu)。在一個開關周期內流(liu)(liu)過二極(ji)管的(de)平均電(dian)流(liu)(liu)數學表達式為

$I_{davg}(t)=\frac{P_{in}}{V_{out}}=\frac{V_{in}\times I_{in}}{V_{out}}=\frac{168W}{400V}=0.42A$

2.5.2 續流二極管電流選型

輸(shu)出電(dian)容為(wei)400V，取600V耐(nai)(nai)壓的肖特(te)基二極(ji)管(guan), 市(shi)面上肖特(te)基二極(ji)管(guan)耐(nai)(nai)壓一(yi)般不高，多為(wei)200V以(yi)內，正常情況下(xia)可以(yi)選擇超快(kuai)恢(hui)復二極(ji)管(guan)或者(zhe)快(kuai)恢(hui)復二極(ji)管(guan)。

額定電流

根(gen)據經驗最(zui)少按(an)5倍裕量取(qu)值，但是需(xu)要(yao)考(kao)慮封裝散熱問題(ti)。由于計(ji)劃不添加散熱器，故暫(zan)時先(xian)按(an)10倍取(qu) 額(e)定電(dian)流4A的肖特基進行校核

器件規格書會給出不同(tong)溫(wen)度條件功率減額(e)比(bi)值。

功耗計算

市場(chang)上常規高(gao)壓肖(xiao)特基(ji)二(er)(er)極(ji)管(guan)(guan)比較少，高(gao)壓快(kuai)恢(hui)復二(er)(er)極(ji)管(guan)(guan)卻封(feng)裝(zhuang)均為插件型，且需要加裝(zhuang)散熱(re)片，為了降低功耗和PCB小空間，選擇SiC材料(liao)的肖(xiao)特基(ji)二(er)(er)極(ji)管(guan)(guan) DFN封(feng)裝(zhuang)

$P_{on}={V_{in}\times I_{on}}=1.8V \times 0.42A= 0.75W$

DFN5*6封(feng)裝功耗為7W，按環境溫度(du)100℃ 減額80% 計(ji)算可以承受1.5W左右功率，故先選擇DFN5*6封(feng)裝

2.6、輸出電容規格計算

2.6.1 電容最小容量計算

輸出電壓最低值應大于后級AHB的最大輸入電壓，為了后級有最大占空比，故最低點電壓應為380V，根據設置輸出電壓最大值為400V，所以紋波電壓 $∆V_{out(p-p)}$ =20V

根據公式

$C_{out}=\frac{P_{in}\div V_{out}}{2\times f \times V_{out(p-p)}}=\frac{168W\div 400V}{2 \times 50Hz \times 20V}=210uF$

取整(zheng)得：450V 220uF

2.9、主控芯片外圍電路設計

2.9.1 芯片上電啟動

芯片(pian)啟動(dong)時(shi)，需要(yao)從交流(liu)(liu)(liu)整(zheng)流(liu)(liu)(liu)后(hou)的母線上進行取電(dian)，該芯片(pian)啟動(dong)電(dian)流(liu)(liu)(liu)為(wei)1.7uA, 取電(dian)時(shi),電(dian)阻(zu)取值應確保低于1mA,且大于啟動(dong)電(dian)流(liu)(liu)(liu)1.7uA

$\frac{V_{bus}}{1mA}<R_{st}<\frac{V_{bus}}{1.7uA}$

取175V計算得，啟(qi)動電阻的取值范圍

$\frac{175V}{1mA}=17.5K\Omega< R_{st}<\frac{175V}{1.7uA}=102K\Omega$

通常在VCC腳(jiao)會并聯(lian)一個VCC電(dian)(dian)容，啟動時(shi)除了需要1.7uA的(de)電(dian)(dian)流供IC工作，還需要讓VCC電(dian)(dian)容充電(dian)(dian)到芯片退(tui)出(chu)欠壓保護的(de)閾(yu)值10V，且(qie)時(shi)間上需要遠大(da)于輸出(chu)電(dian)(dian)壓建立的(de)時(shi)間

取20K電(dian)(dian)阻作(zuo)為啟動(dong)電(dian)(dian)阻，VCC電(dian)(dian)容(rong)取常見的10uF容(rong)值

另外由(you)于(yu)(yu)有(you)后級AHB電路，故(gu)PFC芯片建(jian)立正常電壓輸出(chu)的時(shi)間(jian)經過大于(yu)(yu)AHB主(zhu)控芯片啟動時(shi)間(jian)

由電容公式(shi)可以反推啟(qi)動時間(jian)，該時間(jian)計(ji)算(suan)結(jie)果(guo)后續(xu)用于確保PFC和AHB電路工作(zuo)時序(xu)為先PFC，后AHB。

$C_{Vin}=\frac{(\frac{V_{bus}}{R_{st}}-I_{st}) \times t_{st}}{V_{vin_{on}}}$

得(de)啟動時(shi)間為13.7mS

2.9.2 芯片VCC供電

由之(zhi)前計算得輔助繞組電(dian)壓(ya)為26.5V，超(chao)過芯(xin)片OVP值，故加一級LDO進行(xing)降(jiang)壓(ya)處理

此處選擇40V轉12V LDO

2.9.3 輸出電壓檢測反饋

查表得該芯片輸出電壓(ya)反饋引腳(jiao)參(can)考電壓(ya)為(wei)1.25V，目標輸出電壓(ya)為(wei)400V

在實際工(gong)程中(zhong)一般(ban)選(xuan)擇MΩ級別的上拉(la)電阻(zu)，來限(xian)制功耗。

主要一(yi)般1206電阻(zu)的耐壓為200V，而輸出電壓為400V，保留一(yi)定裕量(liang)需要選擇3顆1206電阻(zu)串聯

根據公式

$V_{out} = V_{ref}\times (\frac{R_{上偏}+R_{下拉}}{R_{下拉}})$

推導下(xia)偏電阻R的(de)計算公式

$R_{下偏}=\frac{V_{ref}\times R_{上拉}}{V_{out}-V_{ref}} = \frac{1.25V\times 3\times 5.1MΩ}{400V-1.25V}=47.9K$

這里選擇3顆(ke)5.1MΩ 1206電阻，下偏取(qu)47K

重(zhong)新驗算的(de)輸出電壓為408V

另外查規格書(shu)得其輸(shu)出(chu)(chu)OVP閾值為1.5V，將(jiang)其代入上述(shu)公(gong)式得輸(shu)出(chu)(chu)過(guo)壓保護點為489V

$V_{ovp}=489V$

2.9.3 MOS管峰值電(dian)流檢測

已(yi)知SY5072B電流(liu)檢(jian)測引腳(jiao)參考電壓為0.5V，低(di)壓時電感峰值(zhi)電流(liu)為1.92A，預留10%余量(liang)

$R_{sense}=\frac{0.9 \times V_{ref}}{ I_{Lpk}}= \frac{0.9 \times 0.5}{ 1.92A}= 230mΩ$

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超詳細AC/DC BOOST APFC升壓電路設計與計算

一、設計目標

二、設計與計算過程

2.1、輸入電流計算

2.1.1 計算輸入交流電流

2.1.2 計算BOOST電感最大峰值電流

2.2、確定輸出電壓

2.3、 BOOST電感計算

2.3.1計算電感感量

$Lmax=\frac{265V^{2}\times (400-\sqrt{2}\times 265V)}{2\times 30KHz\times 168W \times 400V} = 440uH$

2.3.2 計算Ton時間并驗證開關頻率

2.3.2.1 計算最大Ton時間

2.3.2.2 計算最大開關頻率

2.3.3 計算電感磁芯Ap值

2.3.4 計算電感匝數

2.3.5 選擇電感線徑

2.3.5.1 計算電感最大有效值電流

2.3.5.2 電感繞線線徑計算

2.4、以最小化電感體積為導向的設計

2.4.1 主控芯片供電輔助繞組

2.5、MOS管相關選型規格計算

2.5.1 流入MOS管有限電流

2.4.2 MOS管耐壓

2.4.3 MOS管功耗計算與封裝選擇

2.4.3.1 計算MOS管功耗限定值，求Rdson

平均開關頻率公式

2.4.4 MOS驅動電阻計算

2.5、續流二極管規格計算

2.5.1 續流二極管平均電流

2.5.2 續流二極管電流選型

2.6、輸出電容規格計算

2.6.1 電容最小容量計算

2.9、主控芯片外圍電路設計

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一、設計目標

二、設計與計算過程

2.1、輸入電流計算

2.1.1 計算輸入交流電流

2.1.2 計算BOOST電感最大峰值電流

2.2、 確定輸出電壓

2.3、 BOOST電感計算

2.3.1計算電感感量

2.3.2 計算Ton時間并驗證開關頻率

2.3.2.1 計算最大Ton時間

2.3.2.2 計算最大開關頻率

2.3.3 計算電感磁芯Ap值

2.3.4 計算電感匝數

2.3.5 選擇電感線徑

2.3.5.1 計算電感最大有效值電流

2.3.5.2 電感繞線線徑計算

2.4、以最小化電感體積為導向的設計

2.4.1 主控芯片供電輔助繞組

2.5、MOS管相關選型規格計算

2.5.1 流入MOS管有限電流

2.4.2 MOS管耐壓

2.4.3 MOS管功耗計算與封裝選擇

2.4.3.1 計算MOS管功耗限定值，求Rdson

平均開關頻率公式

2.4.4 MOS驅動電阻計算

2.5、續流二極管規格計算

2.5.1 續流二極管平均電流

2.5.2 續流二極管電流選型

2.6、輸出電容規格計算

2.6.1 電容最小容量計算

2.9、主控芯片外圍電路設計

2.2、確定輸出電壓